1         Rozbor problematiky a návrh obvodů

K měření kmitočtových závislostí obvodů je zapotřebí generátor sinusového signálu a detektor amplitudy. V případě orientačního měření křivky se zvláště ve starších konstrukcích vyskytoval pouze generátor pily, který řídil napětím řízený oscilátor a obvody byly doplněny o generátor značek. Po detekci signálu z měřeného obvodu, nejčastěji za pomocí detekční diody, se po zesílení signál přiváděl na vertikální vychylovací obvody. Díky časovým značkám pak byly vidět na křivce body, díky kterým šlo zkontrolovat nebo nastavit požadovaný průběh. V současné době je na trhu již možné najít obvody, které umožnují digitálně nastavit požadovaný kmitočet, takže se dá celé zařízení zjednodušit a data nechat zobrazit na PC nebo případně použít dostupný displej. Na blokovém schématu na obrázku 1 je vidět základní obvody, které jsou typické pro řešení zařízení jako jsou VNA i popisovaný rozmítaný generátor.

 

Obrázek 1 – blokové schéma generátoru   

 

Zařízení je funkčně rozděleno do několika bloků: -          Generování VF signálu -          Řízený útlum -          Detektor amplitudy VF signálu -          A/D převodník -          Řídící obvody -          Zobrazovací jednotka
 

1.1        Generování VF signálu

Kmitočtový rozsah 1 MHz až 4 GHz je problematické zajistit jediným obvodem. Při návrhu obvodů nejprve padla volba pro ADF4351, což je syntéza PLL s integrovaným VCO a kmitočtovým rozsahem 35 MHz – 4,4 GHz. Zkušební zapojení se však vyznačovalo několika nectnostmi, a to především poměrně velkým krokem, až desítky kHz, což bylo při nižších kmitočtech nevýhodné. Nakonec volba padla na syntézu HMC833 od firmy Hittite, kterou nedávno zakoupila firma Analog Devices. Vnitřní zapojené obvodu je na obrázku 2.

 
 

Obrázek 2 – vnitřní zapojení obvodu HMC833 [7]. 

Kmitočtově-fázový závěs (PFD) porovnává referenční kmitočet (vstupní signál dělený pomocí děličky R) se signálem z VCO, který je dělen za pomocí děličky N. Běžný, tzv. integer (celočíselný) režim syntézy pracuje s krokem rovným referenčnímu signálu na vstupu PFD. To je nevýhodné pro nižší kroky, protože změna čítače o 1 vyvolá změnu kmitočtu zavěšeného VCO právě o referenční kmitočet. Tento problém byl vyřešen přidáním tzv. modulátoru, který přičítá k číslu N jedničku po určitý počet cyklů. Pro HMC830/833 je rozsah modulátoru 24 bitů tj. počet cyklů 2²⁴. Pokud má registr modulátoru nastavenu hodnotu 2²³, dojde každých 2²³ cyklů k dělení číslem N a následujících 2²³ cyklů k dělení číslem N+1. Výsledný kmitočet zavěšeného oscilátoru je pak o polovinu referenčního kmitočtu PFD vyšší než bez použití modulátoru. Tím se ve výsledku dosáhne jemnějšího dělení kmitočtu, ale zvýší se částečně fázový šum. Podrobný popis lze nalézt v katalogovém listu obvodu HMC833 [13]. Rozsah přeladění VCO je 1500 MHz až 3000 MHz, při zapnutí násobičky 2x je tak výstupní kmitočet až 6000MHz. Při využití výstupní děličky s dělícím poměrem až 62 je výstupní kmitočet:

                                                     (1) 

 

Pro správnou funkci PLL, tj. stabilního zavěšení interního VCO v celém rozsahu kmitočtů je zapotřebí správně navrhnout obvody filtru na výstupu kmitočtového detektoru, které zajišťují filtraci ladícího napětí pro interní napětím řízený oscilátor. K návrhu těchto obvodů je dostupný software ADIsimPLL[8].   Vstupní parametry pro ADIsimPLL: -          kmitočet VCO 1,5 GHz – 3 GHz -          reference fázového detektoru 10 MHz -          referenční TCXO 20 MHz Zbývající parametry program nabídne s ohledem na optimální parametry. Výstupem výpočtu je návrh součástek filtru a také frekvenční a časové průběhy. Navržený filtr s hodnotami součástek je na obrázku 3.

 Obrázek 3 – navržený filtr pomocí SW ADIsimPLL [8].   

Vzhledem k tomu, že tento obvod zajistí pokrytí pásma v rozsahu 25 MHz až 4 GHz, je nutné použít pro kmitočty pod 25 MHz další obvod. Při výběru obvodů pro rozsah 1 MHz až 25 MHz byly od začátku uvažované obvody pro přímou digitální syntézu DDS. Přímá digitální syntéza používá ke generování signálu čítač, tabulku hodnot sinus nebo cosinus a rychlý A/D převodník. Základní požadavek při výběru obvodu DDS je rozsah kmitočtu minimálně do 30MHz. Vzhledem k záměru využít jeden referenční kmitočet jak pro PLL, tak pro DDS, byl výběr omezen na obvody AD9851 a AD9951. Rozdíl mezi nimi je především ve vyšším referenčním kmitočtu u AD9951, a to až 400MHz a 14 bitový ADC, zatímco AD9851 má maximální kmitočet 180 MHz a 10 bitový ADC. Volba nakonec padla na o něco horší AD9851, který však pro potřeby dostatečně vyhoví. Vnitřní zapojení obvodu AD9851 je na obrázku 4. Rekonstrukce sinusového průběhu vyžaduje podle Nyquistova teorému alespoň 2 vzorky na periodu. To však produkuje velké množství harmonických a pro co nejčistější sinusový průběh je zapotřebí kvalitní filtrace na výstupu. Při pracovním kmitočtu DDS 120 MHz je předpokládaný maximální kmitočet 30 MHz. Důvodem pro hranici 30 MHz je pokrytí radioamatérských KV pásem z jednoho zdroje signálu.

 
 

Obrázek 4 – vnitřní zapojení AD9851 [12]. 

Výstupní signál z I_OUT je veden na dolní propust se zlomovým kmitočtem 77MHz navrženou pomocí programu RFSim99 [10]. Její zapojení je na obrázku 5 a průběh frekvenční charakteristiky na obrázku 6. Vyšší zlomový kmitočet byl zvolen z důvodu možného posunu hranice pro přepnutí z DDS na PLL kvůli obavám z čistoty signálu z PLL na nízkých kmitočtech.

 
 

Obrázek 5 – zapojení dolní propusti pro AD9851

 
 

Obrázek 6 – vstupní a přenosová charakteristika LPF 

Pro zajištění dostatečné úrovně signálu je výstup PLL i DDS zesílen pomocí mikrovlnných monolitických zesilovačů MMIC ERA-3+ od firmy MiniCircuits a ADL5545 od firmy Analog Devices. Výrobce uvádí pro ADL5545 [9] rozsah 30 MHz – 6 GHz při zisku typicky 22 dB. ERA-3+ má kmitočtový rozsah DC – 3 GHz při zisku 23 dB.

   Pro přepínání výstupního signálu je využit obvod HMC536 [17]. Jeho kmitočtový rozsah je DC – 6 GHz, izolace kanálů v rozsahu do 4 GHz je 27 dB. Maximální vstupní signál přepínače je 29 dBm, což odpovídá vstupnímu výkonu 794 mW. V tomto směru plně vyhoví, protože předpokládaná maximální úroveň signálu z PLL či DDS nepřesáhne 300 mW. Zapojení obvodu je na obrázku 8 a průchozí útlum v závislosti na kmitočtu na obrázku 9.

 
 

Obrázek 8 – zapojení obvodu HMC536 [17] 

 

Obrázek 9 – průchozí útlum obvodu HMC536 [17]

1.2        Řízený útlum

Tento obvod je důležitý pro případy, kdy je zapotřebí měřit přenosovou charakteristiku zesilovače nebo pro měření jedno-decibelové komprese P_1dB. Řešením přepínaného útlumu může být použití fixních útlumů pomocí rezistorů a jejich vyřazování/vřazování pomocí relé. To však znamená použít kvalitní VF relé a také značně zvětšuje zastavenou plochu na desce plošných spojů. Přepínání s pomocí PIN diod komplikuje návrh, ale především je útlum je poté vlastním útlumem na PIN diodě. Regulace pomocí napětím řízeného útlumového článku zase vnáší chybu díky nelinearitě závislosti útlumu na napětí a také měnícímu se útlumu v závislosti na kmitočtu při konstantním napětí, především v oblasti vysokého útlumu. Z těchto důvodů se jeví volba digitálně řízeného atenuátoru jako optimální. Dynamický rozsah atenuátoru 30 dB by měl být dostatečný, vyšší útlum lze zajistit dodatečným vřazením fixních útlumových článků. Zvolen byl obvod RFSA3714SR, který umožňuje digitální řízení útlumu v rozsahu 0 až 31,75 dB s krokem 0,25 dB. Kmitočtový rozsah je do 6 GHz.)

 
 

Obrázek 10 – vnitřní zapojení RFSA3714 [18]. 

Z charakteristiky na obrázku 11 vyplývá poměrně velká závislost útlumu na kmitočtu, která vyžaduje následnou kalibraci celého řetězce. Také z tohoto důvodu byl zvolen útlumový článek s jemnějším dělením rozsahů útlumu, které umožnuje plánovanou kalibraci výstupního signálu pomocí řízení atenuátoru za cenu omezení rozsahu uživatelem volitelného útlumu.

 
 

Obrázek 11 – závislost průchozího útlumu na kmitočtu u RFSA3714 [18] 

1.3        Detektor amplitudy VF signálu

Základní požadavek kmitočtového rozsahu klade vysoké nároky na volbu vhodného detektoru. Mezi renomované výrobce VF součástek patří firma Analog Devices, kde také začalo hledání vhodného obvodu. Z hlediska kmitočtového rozsahu a také dynamického rozsahu byl zvolen obvod ADL5513[20]. S kmitočtovým rozsahem 1 MHz až 4 GHz a dynamickým rozsahem 80 dB je v tuto chvíli to nejlepší co může být použito v této konstrukci. Díky rozsahu až do 4GHz byl další obvodový návrh přizpůsoben tomuto meznímu kmitočtu.

 
   

Obrázek 12- vnitřní zapojení obvodu ADL5513[20] 

Na obrázku 14 je vnitřní zapojení obvodu. Základem je kaskáda zesilovačů s detektory. Logaritmická závislost výstupního napětí na velikosti vstupního signálu zajišťuje široký dynamický rozsah až 80 dB pro přesnost 3 dB a v rozsahu 74 dB přesnost až 1 dB. Základní závislost výstupního napětí na vstupní úrovni je 21 mV/dB a lze ji změnit připojením rezistoru mezi pin VOUT a VSET. Připojením kondenzátoru na pin CLPF můžeme dodatečně omezit šířku pásma demodulace, protože tento obvod je možné, díky své rychlosti, použít jako demodulátor AM. Bez připojení kondenzátoru je šířka pásma obvodu 10 MHz. Výrobce udává u převodníku chybu pod 1 dB. V katalogovém listu je uvedena křivka závislosti výstupního napětí na vstupní amplitudě signálu a současně také chyba převodu. Tato chyba je znázorněna na obrázku 11. 

 
 

Obrázek 13 – Výrobcem deklarovaná chyba detektoru ADL5513[20] 

Z křivky vyplývá, že v rámci rozsahu signálů -55 dBm až 0 dBm je chyba v toleranci 0,5 dB, pro širší rozsah je zapotřebí buďto tuto chybu kompenzovat pomocí software nebo tuto chybu akceptovat.             Po revizi prototypu byl detektor rozšířen o další vstup, a to detektor s kmitočtovým rozsahem do 8 GHz AD8318[21]. Tento obvod má ale menší dynamiku a také větší spotřebu, takže bylo zapotřebí využít blokování tohoto obvodu řízením z mikrokontroléru. Z křivky závislosti výstupního napětí a chyby tohoto detektoru je patrné, že použitelný rozsah detekce pro chybu 0,5 dB obdobný, limitace výstupního napětí však nastává ve výrazně menším dynamickém rozsahu. Přidání tohoto obvodu umožní využít rozsah kmitočtové syntézy až do 6 GHz, ovšem s nižší kalibrovanou výstupní úrovní signálu, a rozšíří se tak možnost nastavování obvodů pro pásmo 5,6 GHz. 

 
 

Obrázek 14 – závislost výstupního napětí a chyby na úrovni vstupního signálu u AD8318[21]

 

1.4        A/D převodník

Pro výběr vhodného ADC je zapotřebí nejprve určit typ, jeho rozlišení a rychlost převodu. Po testování vzorkovacích převodníků ADS8325, které při rozlišení 16 bitů měly vlastní šum 3 LSB, byl otestován 24bitový sigma-delta ADC MCP3911. Tento obvod se však vyznačoval vyšší nestabilitou vnitřní kalibrace měření, a to zhoršovalo opakovatelnost měření. Další typ ADS1247 plně vyhovoval z hlediska šumu a opakovatelnosti měření, ale díky rychlosti 2000 vzorků za sekundu byl nakonec vybrán rychlejší obvod ADS131A02 [19]. Jedná se o dvoukanálový, 24 bitový sigma-delta ADC s rychlostí až 128 kSPS. Výrobce udává efektivní rozlišení 20,6 bitů při rychlosti převodu 8 kSPS. Je třeba zdůraznit, že rychlost a opakovatelnost měření přímo určuje maximální možnou rychlost přeladění celého zvoleného pásma. Zvláště při nastavování filtrů je vhodné mít co nejrychlejší odezvu měření.

 
 

Obrázek 15 – vnitřní zapojení převodníku ADS131A02 [19]. 

Převodník obsahuje teplotně stabilní referenci s koeficientem 4 ppm, čímž odpadá nutnost použít stabilní externí referenci. Referenční napětí lze navíc přepínat mezi úrovní 2,442 V a 4 V. To umožní omezit vliv poklesu napájecího napětí při napájení z USB zvolením nižšího referenčního napětí, ale zároveň je možnost v případě velkého signálu na vstupu detektoru proměřit i vyšší napětí z detektoru. Lze namítnout, že pro dostatečně přesné vyhodnocení úrovně z detektoru by stačil méně přesný převodník. Pohledem do tabulky efektivního rozlišení v závislosti na rychlosti převodu je patrné, že v případě potřeby měření rychlostí 128 kSPS je již hodnota 15,62 bitu.

 

1.5        Řídicí obvody

Pro řízení byl zvolen obvod z řady PIC32MZ od firmy Microchip, který má několik kanálů SPI, potřebných ke komunikaci s ADC, PLL, DDS a řadičem TFT. Integrované rozhraní USB je možné využít k přenosu dat do PC.

 
 

Obrázek 16 – vnitřní architektura řady PIC32MZ [22].

Mikrokontrolér má vlastní taktování krystalem 24 MHz, protože je z něj vnitřně vytvářen referenční kmitočet 48 MHz pro obvody USB. Řízení PLL, DDS, SPI i TFT bylo navrženo oddělené, vzhledem k dostatečnému počtu SPI kanálů. To v případě potřeby umožňuje jejich současné nastavování. 

1.6        Zobrazovací jednotka

Kromě již zmíněného USB rozhraní je možné k zobrazení a ovládání použít TFT displej s dotykovým panelem. Kvůli minimalizaci rušení, vznikajícímu díky obnovování TFT displeje, měniče pro podsvícení a také obsluze dotykového panelu, jsou obvody řadiče displeje a panelu umístěny na samostatné desce. K obsluze displeje byl vybrán obvod S1D13781[14], který umožňuje připojení displeje s rozlišením až 800x480 bodů. Jako jeden z mála dostupných řadičů má možnost komunikovat pomocí rozhraní SPI, což umožní minimalizovat počet vodičů mezi hlavní deskou a deskou zobrazovací jednotky. Vnitřní blokové zapojení je na obrázku 17. Vnitřní paměť o velikosti 384 kB umožní při maximálním rozlišení zobrazení barev v rozlišení 8 bitů, což dostatečně vyhovuje. Jako kontrolér dotykového panelu byl zvolen obvod TSC2003[16], který komunikuje pomocí sběrnice I²C. Tento obvod podporuje rezistivní dotykové panely a obsahuje A/D převodník, multiplexer a obvody pro buzení dotykového panelu. Blokové schéma je na obrázku 18.

 
 

Obrázek 17 – blokové vnitřní zapojení řadiče TFT S1D13781 [14]. 

 
 

Obrázek 18 – vnitřní zapojení obvodu TSC2003 [16]. 

2         Návrh HW

2.1        Obvody PLL

Na obrázku 19 je schéma zapojení obvodu HMC833. Jedná se o doporučené zapojení, doplněné o vypočítané hodnoty součástek filtru. Signál z VCO je zesílen pomocí monolitického zesilovače ADL5545. Hodnota rezistoru R10 zajišťuje pracovní proud zesilovače cca 40 mA. Rezistory R12, R14, R16 a R18 slouží k omezení odrazů na vedení a tím snížení rušení z těchto linek. Většinu okolních součástek tvoří blokovací kondenzátory napájecích větví. Obvod je zapojen přes spínací obvod napájení z důvodu snížení spotřeby a také pro správnou inicializaci programového módu. U prototypu se stávalo, že po zapnutí nedošlo k správné inicializaci sériového komunikačního protokolu a tím nebylo možné nastavovat kmitočet.

 
 

Obrázek 19 – zapojení obvodů syntézy PLL HMC833 Obvod má napájení +5 V a +3,3 V. 

Z důvodu výkonové ztráty přes 1 W je zapotřebí zajistit při návrhu desky dostatečné chlazení. Proudový odběr obou větví je typicky 250 mA. Tlumivky v napájecích větvích zajišťují omezení průniku VF signálu mezi sebou a do dalších částí. Velikost 47nH je zvolena kvůli vyššímu kmitočtu vlastní rezonance tlumivky.
 

2.3        Obvody DDS

Dalším zdrojem signálu je DDS, jejíž obvodové zapojení je na obrázku 22. Referenční kmitočet 20 MHz z TCXO je využíván také v obvodech PLL a ADC. Díky vnitřní násobičce 6x je pracovní kmitočet syntézy 120 MHz. Obvod je programován pomocí sběrnice SPI, která je detekována po připojení napájení díky vstupům D0 a D1 připojeným na vysokou úroveň přes R38.

 
 

Obrázek 22 – zapojení syntézy DDS s AD9851 

Výstupní signál z I_OUT je veden na dolní propust se zlomovým kmitočtem 77MHz. Její zapojení je na obrázku 23 a průběh frekvenční charakteristiky na obrázku 6.

 
 

Obrázek 23 – zapojení dolní propusti pro AD9851 

2.4        Zesilovače signálu MMIC

Za filtrem následuje zesilovač s ERA-3+ (obrázek 24). Jedná se o typické zapojení, pracovní bod zesilovače určuje rezistor R37. Obdobně je zapojen zesilovač za PLL s ADL5545, jen hodnota tlumivky je 1 uH a vazební kondenzátory jsou 1nF.

 
 

Obrázek 24 – zapojení zesilovače signálu z DDS 

Dále signál z DDS i PLL pokračuje na přepínač s HMC536, následovaný digitálním atenuátorem RFSA3714SR, jehož zapojení je na obrázku 25. Bylo zvoleno sériové řízení atenuátoru.

 
 

Obrázek 25 - obvod digitálního atenuátoru RFSA3714SR a přepínače HMC536

2.5        Logaritmický detektor

Signál z výstupu generátoru se připojí na měřený obvod a výstup z tohoto obvodu je připojen na vstup logaritmického detektoru amplitudy. Vzhledem k použité syntéze PLL, která umožňuje generovat kmitočet až do 6 GHz, byl po revizi prototypového zapojení přidán také detektor do 8 GHz AD8318 s menší dynamikou. Zapojení detektoru ADL5513 je na obrázku 26, zapojení AD8318 na obrázku 27. Jedná se o doporučené katalogové zapojení obvodu od výrobce. K zajištění vstupní impedance 50 Ω slouží rezistor R30 o hodnotě 52,3 Ω. Vzhledem k relativně vysoké vstupní impedanci detektoru je tak získáno širokopásmové přizpůsobení impedanci 50 Ω.

  
 

Obrázek 26 – obvodové zapojení detektoru ADL5513 

 
 

Obrázek 27 – obvodové zapojení detektoru AD8318 

Napětí z detektoru je filtrováno jednoduchým RC filtrem kvůli omezení šumu nebo vlivu případného modulovaného signálu a pokračuje na A/D převodník. Závislost výstupního napětí na vstupním signálu je u tohoto detektoru inverzní, takže výstupní napětí se snižuje při zvyšující se úrovni vstupního signálu, což má vliv na nižší úroveň rušivých signálů, které mohou ovlivnit vstup ADC.
 

2.6        ADC převodník

  Zapojení ADC je na obrázku 28. Jeden vstup převodníku je připojen ke vstupnímu detektoru s ADL5513 a druhý vstup je připojen k detektoru AD8318. Komunikace probíhá pomocí SPI. Referenční kmitočet 20 MHz z TCXO je použit pro taktování převodu sigma-delta převodníku. Rezistory na digitálních linkách rozhraní SPI slouží k omezení odrazů na vedení a tím také omezení rušení digitální části. ADC_R je resetovací pin převodníku, který uvede ADC do výchozího stavu. Vzhledem k tomu, že je aktivován pouze při inicializaci ADC po zapnutí, není použit rezistor k omezení rušení.  

 
 

Obrázek 28 – obvodové zapojení ADC   

Vzhledem k požadavkům na rychlost převodu, která je však na úkor přesnosti, byly zanedbány doporučení výrobce pro oddělení analogové a digitální země. Analogová část ADC je z důvodu omezení rušení z napájecí větve připojena přes tlumivku. Pro měření je využit vnitřní zdroj referenčního napětí s doporučenou filtrací pomocí kondenzátorů C74 a C75, jejichž hodnota je hodně vysoká a filtruje tak spíše vliv nižších kmitočtů. V případě potřeby filtrace vyšších kmitočtů, které by mohly ovlivnit měření, lze paralelně k těmto kondenzátorům dát menší hodnotu, například 1nF, a tím omezit průnik vyšších kmitočtů. Šíření rušení je především od TFT displeje, jehož řádkový obnovovací kmitočet je kolem 30 kHz.  
 

2.7        Obvody řízení

Na obrázku 29 je zapojení mikrokontroléru a přiřazení signálu jednotlivým pinům. Samostatný stabilizátor zajišťuje omezení rušení z digitální části do ostatních obvodů prostřednictvím napájecí linky. Blokovací kondenzátory je třeba při návrhu spojů umístit co nejblíže příslušným pinům. Krystal je také potřeba umístit co nejblíže. Připojení datových signálů D+ a D-  USB sběrnice je zapotřebí přivést od konektoru podle zásad VF vedení (USB komunikuje rychlostí až 480 Mbitů).

 
 

Obrázek 29 – obvody řízení s PIC32MZ2048EFH064   

Pro pohodlnější vizualizaci a mobilitu je možné generátor doplnit také o displej. Ten vyžaduje řadič a další podpůrné obvody jako je řadič dotykového panelu a měnič napětí pro podsvícení displeje. Na desce je také vyveden konektor pro připojení inkrementálního čidla, které zvyšuje komfort nastavování kmitočtu, rozsahu přeladění nebo útlum atenuátoru. Jako inkrementální čidlo byl použit osvědčený typ 91Q128 od OakGrigsby se 128 impulsy na otáčku. Celkové schéma zapojení desky řadiče TFT je v příloze III.
 

2.8        Výpočet mikropáskového vedení

Vzhledem k vysokým kmitočtům bylo zapotřebí také spočítat parametry vedení tak, aby odpovídala použité impedanci 50 Ω. Použitím online kalkulátoru [9] byl proveden výpočet vedení pro 2 varianty nejčastěji používaných technologií výroby plošných spojů viz obrázek 22. U mikropáskového vedení pro dvouvrstvý spoj vychází šířka spoje 3 mm (120 mils), což značně komplikuje návrh. Z tohoto důvodu byl zvolen čtyřvrstvý plošný spoj, kde vychází šířka mezi 10–14 mils tj. 0,25 – 0,35 mm. Záleží na tloušťce prepreg vrstvy, která je 146 µm u firmy Pragoboard a až 200 µm u dodavatelů z Číny. 

 

Obrázek 30 – výpočet vedení pomocí online kalkulátoru [9].

Při výpočtu byla použita tloušťka spojů 35 µm, protože vzhledem k technologii pokovení dochází k nárůstu z původní tloušťky 18 µm. Vliv tloušťky mědi je při výpočtu vedení minimální, při zadání 18µm stoupla impedance na 51 Ω. Při návrhu plošného spoje byla zvolena šířka vedení 0,3 mm (12mils). Výsledná chyba je cca 5 Ω. Použitý materiál FR4.Pro většinu pasivních součástek byla zvolena velikost pouzdra 0603. Rozměry plošného spoje byly přizpůsobeny pro umístění do krabičky z pocínovaného plechu, která je dostupná například v prodejně GME pod označením AH102.Vzhledem k velkému dynamickému rozsahu vstupního detektoru je zapotřebí tento obvod oddělit od ostatních obvodů stínící přepážkou a případně i samostatně zakrytovat. Zamezí se tak průniku nežádoucích signálů z digitální části, referenčního kmitočtu 20 MHz a také parazitnímu průniku signálu z generátorové části. Průnik nežádoucích signálů se projeví snížením prahové citlivosti detektoru výskytem vyšší stejnosměrné složky na výstupu.

3.1        Schéma zapojení desky generátoru

Úplné schéma zapojení je v příloze II. Kromě již popsaných hlavních částí obsahuje deska také USB interfejs, stabilizátory a konektor pro připojení desky řadiče TFT displeje. Deska displeje slouží jako rozšiřovací modul, při připojení pomocí USB je možné provádět měření pouze pomocí PC. 

3.2        Osazovací plán plošného spoje generátoru

   

Obrázek 31– osazovací plán desky generátoru

 
 

Obrázek 32 - osazená deska generátoru, umístěná v krabičce AH102 

3.3        Deska řadiče displeje a dotykového panelu

   

Obrázek 33 – osazovací plán desky řadiče TFT 

   

Obrázek 34 – osazená deska řadiče TFT